运行的特点是具有更低的峰值开关电流、更低的输入和输出电容、更低的 EMI以及更窄的工作占空比范围。由于具有这些优点并且成本低廉，它们已广泛应用于商业和工业领域。本文将提供之前在电源设计小贴士：

　　图 1 展示了工作频率为 250kHz 的 60W 反激式转换器的详细原理图。所选占空比在最低输入电压 (51V) 和最大负载时最大，为 50%。虽然也可以在超过 50% 占空比的情况下运行，但在本设计中无此必要。由于 57V 的高压线路输入电压相对较低，因此在 CCM 运行时，占空比只会降低几个百分点。但如果负载大幅降低，转换器进 DCM 运行模式，占空比就会显著降低。

　　Vdsmax 表示 FET Q2 漏极上无振铃的“平顶”电压。振铃通常与变压器漏电✅感、寄生电容（T1、Q1、D1）和开关速度有关。选择 200V FET 时，FET 电压会再降低 25% 至 50%。变压器绕组之间必须实现良㊣好耦合，如有可能，最大漏电感必须为 1% 或更低，以更大限度地减少振铃。

　　由✅于漏电感、二极管电容和反向恢复特性的影响，当次级绕组摆幅为负时，振铃✅现象很常见。具体请参阅方程式 7。

　　我选择了额定值为 30A/45V 的 D²PAK 封装，以便在 10A 电流下将正向压降减至 0.33V。功率耗散等于✅㊣方程式 8：

　　这对于确定最大电流检测电阻 (R18) 值而言是必要的，能够防止控制器的初级过流 (OC) 保护电路跳闸。对于 UCC3809，R18 两端的电压不能超过 0.9V，以保证全输出功率。在本例中，我选择 0.18Ω。也可以使用更小的电阻，以减少功率损耗。但过小的电阻会增加噪声灵敏度，并使 OC 阈值处于高电㊣平，有可能导致变压器饱和电容充电时间计算公式，更糟糕的是，甚至会导致 OC 故障期间出现与应力相关的电路故障。电流检测电阻耗散的功率为方程式 11：

　　与 Coss相关的损耗计算有些模糊，因为该电容具有相当高的非线性度，会随着 Vds 的增加而降低，在本设计中估计为 0.2W。

　　电容器要求通常包括计算最大均方根电流、获得预期纹波电压所需的最小电容以及瞬态保持。输出电容和 IOUTRMS的计算公式为方程式 14 和方程式 15：

　　可以仅使用陶瓷电容器，但在直流偏置效应后需要 7 个陶瓷电容器才能实现 83µF。因此，我只选择了足以处理均方根电流的电容器，然后使用了电感器-电容器滤波器来降低输出纹波电压并改✅善负载瞬态。如果存在较大的负载瞬态，可能需要额外的输出电容来减少压降。

　　本设计示例介绍了功能性 CCM 反激式设计的基本元件计算。然而，初始估算通常需要反复计算，以便进行微调。不过，为了获得运行良好且优化的反激式转换器，在变压器设计和控制㊣环路稳定等方面，往往还需要做更多的细节工作。